Naučí vás 6 dovedností návrhu napájecího zdroje
01 Feritový magnetický zesilovač v napájecím zdroji Flyback
Pro dvouvýstupní flyback napájení se skutečným výkonem na obou výstupech (5V 2A a 12V 3A, oba regulované o ± 5 procent ), když napětí dosáhne 12 V, přejde do stavu nulové zátěže a nelze jej nastavit v rámci 5 procentního limitu. Lineární regulátor je životaschopné řešení, ale stále není ideální kvůli jeho vysoké ceně a ztrátě účinnosti.
Naším navrhovaným řešením je použití magnetického zesilovače na 12V výstupu, lze použít i flyback topologii. Pro snížení nákladů se doporučuje použít feritový magnetický zesilovač. Řídicí obvod feritového magnetického zesilovače se však liší od obvodu tradičního obdélníkového materiálu s hysterezní smyčkou (materiál s vysokou magnetickou permeabilitou). Řídicí obvod feritu (D1 a Q1) odebírá proud, aby udržoval výkon na výstupu. Tento obvod byl důkladně testován. Vinutí transformátoru je navrženo pro výstup 5V a 13V. Obvod může dokonce dosáhnout sub{5}}W vstupního výkonu (5V 300mW a 12V nulové zatížení) a přitom dosáhnout ±5% regulace 12V výstupu.
02 K zajištění nadproudové ochrany použijte stávající obvod páčidla
Zvažte zpětné napájení 5V 2A a 12V 3A. Jednou z klíčových specifikací tohoto napájecího zdroje je ochrana proti přepětí (OPP) na výstupu 5V, když výstup 12V dosáhne bez zátěže nebo velmi nízké zátěže. Oba výstupy představují požadavek na regulaci napětí ±5 procent.
U běžných řešení použití snímacích rezistorů snižuje výkon křížové regulace a pojistky jsou drahé. Nyní jsou však k dispozici páčidlové obvody pro ochranu před přepětím (OVP). Tento obvod je schopen splnit požadavky OPP i regulace napětí, čehož lze dosáhnout použitím obvodu páčidla s částečným obloukem.
R1 a VR1 tvoří aktivní předpětí na 12V výstupu, které umožňuje 12V regulaci při mírném zatížení 12V výstupu. Když je 5V výstup ve stavu přetížení, napětí na 5V výstupu klesne. Falešné zátěže odebírají hodně proudu. Ke snímání tohoto velkého proudu lze použít úbytek napětí na R1. Q1 zapíná a spouští obvod OPP.
03 Aktivní bočníkový regulátor a předpětí
Flyback je v současnosti nejoblíbenější topologie v oblasti spínaných napájecích produktů ze síťového napětí AC na nízkonapěťové DC. Hlavním důvodem je jedinečná nákladová efektivita poskytování více výstupních napětí jednoduchým přidáním dalších vinutí k sekundárnímu transformátoru.
Zpětná vazba obvykle pochází z výstupu s nejpřísnějšími požadavky na výstupní toleranci. Tento výstup pak definuje otáčky na volt pro všechna ostatní sekundární vinutí. Kvůli efektům svodové indukčnosti nemohou výstupy vždy dosáhnout požadované křížové regulace výstupního napětí, zejména pokud může být daný výstup nezatížen nebo velmi málo zatížen, protože ostatní výstupy jsou plně zatíženy.
K zabránění nárůstu napětí na výstupu za takových podmínek lze použít postregulátor nebo falešnou zátěž. Avšak kvůli zvýšeným nákladům a snížené účinnosti postregulátorů nebo fiktivních zátěží nebyly dostatečně atraktivní, zejména v posledních letech pro spotřebu vstupní energie bez zátěže a/nebo v pohotovostním režimu v mnoha spotřebitelských aplikacích. Pod podmínkou stále přísnějších regulačních požadavků se tento návrh začal zanedbávat. Aktivní bočníkový regulátor zobrazený na obrázku 3 nejen řeší problém regulace napětí, ale také minimalizuje dopad na náklady a efektivitu.
Obvod funguje následovně: Když jsou oba výstupy v regulaci, odporový dělič R14 a R13 předpětí tranzistoru Q5, který udržuje Q4 a Q1 vypnuté. Za těchto provozních podmínek působí proud přes Q5 jako malé předpětí na výstupu 5V.
Standardní rozdíl mezi 5V výstupem a 3,3V výstupem je 1,7V. Když zátěž vyžaduje dodatečný proud z výstupu 3,3 V bez stejného zvýšení zátěžového proudu z výstupu 5 V, výstupní napětí se zvýší ve srovnání s výstupem 3,3 V. Při rozdílu napětí větším než přibližně 100 mV bude Q5 vychýlen, sepne Q4 a Q1 a umožní proudění proudu z 5V výstupu do 3,3V výstupu. Tento proud sníží napětí na výstupu 5V, čímž se sníží rozdíl napětí mezi dvěma výstupy.
Velikost proudu v Q1 je určena rozdílem napětí na dvou výstupech. Obvod tedy může udržet regulované oba výstupy bez ohledu na jejich zatížení, a to i v nejhorším případě, kdy je 3,3V výstup plně zatížen a 5V výstup je nezatížený. Q5 a Q4 v konstrukci poskytují teplotní kompenzaci, protože změny teploty VBE v každém tranzistoru se vzájemně ruší. Diody D8 a D9 nejsou nutné, ale lze je použít ke snížení ztrátového výkonu v Q1, čímž odpadá nutnost přidávat do konstrukce chladič.
Obvod reaguje pouze na relativní rozdíl mezi dvěma napětími a je z velké části neaktivní při plném a nízkém zatížení. Protože bočníkový regulátor je připojen z 5V výstupu na 3,3V výstup, obvod může snížit aktivní ztrátu o 66 procent ve srovnání s uzemněným bočníkovým regulátorem. Výsledkem je vysoká účinnost při plné zátěži a nízká spotřeba energie od nízké zátěže až po prázdno.
04 Vysokonapěťový vstup spínaný napájecí zdroj pomocí StackFET
Průmyslová zařízení, která pracují na třífázovém střídavém proudu, často vyžadují pomocný výkonový stupeň, který může poskytnout regulovaný nízkonapěťový stejnosměrný proud pro analogové a digitální obvody. Příklady takových aplikací zahrnují průmyslové pohony, systémy UPS a měřiče energie.
Specifikace pro tento typ napájecího zdroje jsou mnohem přísnější než specifikace požadované pro standardní standardní přepínače. Nejen, že jsou vstupní napětí v těchto aplikacích vyšší, ale zařízení navržená pro třífázové aplikace v průmyslovém prostředí musí také tolerovat velmi široké výkyvy – včetně prodloužených dob poklesu, přepětí a občasné ztráty jedné nebo více fází. Také specifikovaný rozsah vstupního napětí pro tyto pomocné zdroje může být široký od 57 VAC do 580 VAC.
Navrhnout takto širokorozsahový spínaný zdroj může být problém, hlavně kvůli vysokým nákladům na vysokonapěťové MOSFETy a omezení dynamického rozsahu tradičních PWM regulačních smyček. Technologie StackFET umožňuje kombinaci levných 600V nízkonapěťových MOSFETů a integrovaných řadičů napájecích zdrojů od Power Integrations, což umožňuje jednoduchý a levný návrh spínaných napájecích zdrojů schopných pracovat v širokém rozsahu vstupního napětí.
Obvod funguje následovně: Proud na vstupu obvodu může pocházet z třífázového třívodičového nebo čtyřvodičového systému nebo dokonce z jednofázového systému. Třífázový usměrňovač se skládá z diod D1-D8. Rezistory R1-R4 zajišťují omezení zapínacího proudu. Pokud jsou použity tavné odpory, lze tyto odpory při poruše bezpečně odpojit bez potřeby samostatné pojistky. Pi filtr se skládá z C5, C6, C7, C8 a L1 pro filtrování usměrněného stejnosměrného napětí.
Rezistory R13 a R15 slouží k vyrovnání napětí mezi vstupními filtračními kondenzátory. Když se MOSFET uvnitř integrovaného spínače (U1) zapne, zdroj Q1 bude stažen nízko, R6, R7 a R8 budou poskytovat hradlový proud a kapacita přechodu z VR1 na VR3 sepne Q1. Zenerova dioda VR4 se používá k omezení napětí hradlového zdroje aplikovaného na Q1. Když je MOSFET v U1 vypnutý, maximální odběrové napětí U1 je upnuto 450 V upínací sítí sestávající z VR1, VR2 a VR3. To omezuje odběrové napětí U1 na přibližně 450 V.
Jakékoli další napětí na konci vinutí připojeného k Q1 bude přivedeno na Q1. Tato konstrukce efektivně rozděluje celkové usměrněné vstupní stejnosměrné napětí a zpětné napětí mezi Q1 a U1. Rezistor R9 se používá k omezení vysokofrekvenčních oscilací během spínání a klešťová síť VR5, D9 a R10 se používá k omezení špičkového napětí na primáru v důsledku svodové indukčnosti během intervalu zpětného chodu.
Usměrnění výstupu zajišťuje D1. C2 je výstupní filtr. L2 a C3 tvoří sekundární filtr pro snížení spínacího zvlnění na výstupu.
VR6 se zapne, když výstupní napětí překročí celkový pokles napětí na diodě optočlenu a VR6. Změna výstupního napětí způsobí změnu toku proudu diodou optočlenu v U2, což zase změní tok proudu tranzistorem v U2B. Když tento proud překročí prahový proud FB pinu U1, další cyklus je zablokován. Regulaci výkonu lze dosáhnout řízením počtu cyklů aktivace a deaktivace. Jakmile je spínací cyklus zapnutý, cyklus končí, když proud stoupne na vnitřní proudový limit U1. R11 se používá k omezení proudu procházejícího optočlenem při přechodových zátěžích a k nastavení zesílení zpětnovazební smyčky. Rezistor R12 se používá k předpětí Zenerovy diody VR6.
IC U1 (LNK 304) má vestavěné funkce, aby byl obvod chráněn proti ztrátě zpětnovazebního signálu, zkratu na výstupu a přetížení. Vzhledem k tomu, že U1 je napájen přímo ze svého DRAIN pinu, není potřeba žádné další předpětí na transformátoru. C4 se používá k zajištění vnitřního oddělení napájení.
05 Dobrý výběr usměrňovacích diod může zjednodušit a snížit náklady na filtrační obvody EMI v měničích AC/DC
Tento obvod může zjednodušit a snížit náklady na EMI filtrační obvody v AC/DC měničích. Aby byl AC/DC napájecí zdroj kompatibilní s EMI, vyžaduje použití velkého počtu součástí filtru EMI, jako jsou kondenzátory X a Y. Standardní vstupní obvody pro AC/DC napájecí zdroje zahrnují můstkový usměrňovač pro usměrnění vstupního napětí (obvykle 50-60 Hz). Protože se jedná o nízkofrekvenční střídavé vstupní napětí, lze použít standardní diody, jako je řada diod 1N400X, také proto, že jsou nejlevnější.
Tato filtrační zařízení se používají ke snížení EMI generovaného napájecím zdrojem, aby byly splněny publikované limity EMI. Protože však měření používaná k záznamu EMI začínají pouze při 150 kHz a frekvence střídavého síťového napětí je pouze 50 nebo 60 Hz, doba zpětné obnovy standardních diod (viz obrázek 5-1) používaných v můstkových usměrňovačích je relativně pomalé. dlouhé a obvykle přímo nesouvisí s generováním EMI.
Obvody vstupních filtrů však v minulosti někdy obsahovaly kondenzátory paralelně s můstkovým usměrňovačem pro potlačení jakýchkoli vysokofrekvenčních průběhů způsobených usměrněním nízkofrekvenčního vstupního napětí.
Tyto kondenzátory nejsou potřeba, pokud jsou v můstkovém usměrňovači použity diody s rychlou obnovou. Když se napětí na těchto diodách začne obracet, velmi rychle se obnoví (viz obrázek 5-2). To snižuje rozptylové indukční buzení ve vstupním střídavém vedení snížením následných vysokofrekvenčních vypínacích momentů a EMI. Protože 2 diody mohou provádět každou polovinu cyklu, pouze 2 ze 4 diod musí být typu s rychlou obnovou. Podobně pouze jedna ze dvou diod provádějících každou polovinu cyklu musí mít charakteristiku rychlého zotavení.
Průběhy vstupního napětí a proudu ukazují zaskočení diody na konci zpětného zotavení.
06 Použijte Soft-Start k deaktivaci nízkonákladových výstupů k udržení aktuálních špiček
Aby byly splněny přísné specifikace napájení v pohotovostním režimu, jsou některé zdroje napájení s více výstupy navrženy tak, aby odpojily výstup, když je aktivní signál v pohotovostním režimu.
Typicky se toho dosáhne vypnutím sériového bypassového bipolárního tranzistoru (BJT) nebo MOSFET. Pro nízkoproudové výstupy mohou být BJT vhodnou a méně nákladnou alternativou k MOSFETům, pokud je výkonový transformátor navržen s ohledem na extra pokles napětí na tranzistorech.
